随着背对背三电平中性点箝位(NPC)变换器功率和电压水平的逐步的提升，高幅值高频共模电压(CMV)已成为一个亟待解决的问题。针对这一问题，提出了一种基于脉宽调制脉冲对准的背对背三电平NPC变换器CMV消除方法。在此基础上，提出了基于零序电压(ZSV)的中性点电位平衡方法。为了将CMV消除与中性点电位平衡解耦，在整流侧和逆变侧同时注入相同的最优ZSV，不可能影响CMV消除。
1、针对三电平NPC变换器，提出了一种基于载波的共模电压（CMV）消除与中性点电压（NPP）平衡方法。将整流侧和逆变侧相位电压的正负脉冲在载波周期内重新排列，通过将正电压脉冲的边缘与相电压组内负电压脉冲的边缘对齐来消除CMV。
2、提出了一种广义的三电平脉冲对准方案，该方案采用具有两个比较值的锯齿载波实现，易于实现。为了获得零序电压（ZSV）的自由度来平衡NPP，将差值而不是整流侧或逆变侧各自的CMV消除为零。
3、计算了几个关键的ZSVs，这些ZSVs使六个相位参考电压中的一个在载波周期内为整数。选择最有利于NPP平衡的ZSV作为最优ZSV，同时注入整流侧和逆变侧，保证不影响CMV的消除。
背靠背三电平NPC变换器的拓扑结构如图1所示，该变换器由电网侧整流器和负载侧逆变器背靠背连接在共享直流链路中组成。Y-型连接的三相电网电源接在一个公共点N上，Y-型连接的三相负载接在一个公共点M上，因此背对背三电平NPC变换器的CMV：Vcmv就是N点与M点之间的电压，也可以表示为整流器的CMV：Vrcmv与逆变器的CMV：Vicmv之间的差值，满足如下关系式：
其中Voa、Vob、Voc为整流器侧相电压，Vou、Vov、Vow为逆变器侧相电压。
调制方式选择PODPWM，如图2所示。虽然PDPWM在三电平NPC变换器中得到了更广泛的应用，以获得更好的谐波性能，但采用PODPWM时，整流侧CMV和逆变侧CMV的幅值都较低。此外，在载波周期内，PODPWM的输出相电压为居中的正电平脉冲或负电平脉冲，以零电平开始和结束，如图3所示，通过移动脉冲位置，很容易实现消除CMV。
在PODPWM调制下，三电平NPC整流器或逆变器的CMV电平可能为-E/3，0，E/3，其中E为单个直流电容的电压。由式(1)可知，Vrcmv与Vicmv的CMV差值可能为：-2E/3，-E/3，0，E/3，2E/3。因此，背靠背三电平NPC变换器抑制前的CMV幅值为2E/3。
假设载波比足够大，那么在每个载波周期内调制信号可以看作是一个常数。取E为基极电压，则usx为参考相电压，取值范围为-11，也可视为基级电压E在相电压中的占空比。当usx为正时，表示电平E的占空比;当usx为负时，其绝对值表示电平-E的占空比。下标x表示相位a、b、c和u、v、w。参考相电压usx~与输出相电压的关系如图3所示。
为了简化下面的分析，将整流器侧的参考电压按降序表示为usmax1、usmid1、usmin1。同样，逆变器侧的参考电压按降序表示为usmax2、usmid2、usmin2。未注入ZSV时，三相参考电压满足如下关系：
由式(2)可知，各占空比之和等于零，因此电压级E的宽度和等于两端输出相电压的电压级−E的宽度之和。
由式(3)可知，CMV可以看作是由Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2组成的一组相电压之和。根据式(2)，很容易推导出该相位电压组E级和−E级的占空比之和在每个载波周期为零，这为完全消除CMV提供了可能性。
图4给出了PODPWM调制方法下基于公式(3)的CMV形成机理示例。能够准确的看出，CMV的每个阶跃变化都是由六个相电压中的一个的换相决定的。
如前文所分析，电压电平E的宽度和等于每侧电压电平−E的宽度和，因此最简单的方案是将每侧正脉冲的边缘与负脉冲的边缘对齐，这样既可以消除整流侧的CMV，也可以消除逆变侧的CMV，如图5所示。然而，这种方法不能提供任何程度的平衡NPP的自由度。这是因为脉冲对准方案无法调节NPP平衡，而用于NPP平衡的ZSV注入方法会改变三相电压脉宽的关系，进而影响CMV的消除。考虑CMV消除和NPP平衡，提出了一种新的脉冲对准方案，将E级脉冲与-E级脉冲在相电压组Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2之间对齐。
当Vomid1和Vomid2均为正或负时，在相电压组Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2中，E级脉冲数和-E级脉冲数均为3。因此，正相位电压和负相位电压具有相同数量的脉冲边。将三个正电压脉冲分别记为Vp1、Vp2和Vp3，将三个负电压脉冲分别记为Vn1、Vn2和Vn3。因此该相位电压组E级和−E级的占空比在每个载波周期均为零，则可将正电压脉冲的上升沿、下降沿与负电压脉冲的上升沿、上升沿对齐，其中一个正电压脉冲的上升沿、下降沿与两个不同负电压脉冲的下降沿对齐；同样，一个负电压脉冲的上升沿和下降沿与两个不同的正电压脉冲的下降沿和上升沿对齐，如图6所示。这样就可以完全消除CMV。
当Vomid1为正，Vomid2为负时，在相电压组Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2中，电压级E的脉冲数为4，电压级−E的脉冲数为2。当Vomid1为负、Vomid2为正时，电压等级E的脉冲数为2，电压等级−E的脉冲数为4。因此，正相电压的脉冲边缘数与负相电压的脉冲边缘数不同。而电压等级E的宽度和仍然等于电压等级−E的宽度和。为了使正脉冲和负脉冲的边缘对齐次数相同，在对齐前应将较大数量的脉冲组合在一起。以正的Vomid1和负的Vomid2为例，有4个正电压脉冲和2个负电压脉冲。将四个正电压脉冲分别记为Vp1、Vp2、Vp3和Vp4，将两个负电压脉冲分别记为Vn1和Vn2。
因此，四个正电压脉冲应成对组合，其中一个正相电压的下降沿与另一个正相电压的上升沿对齐，如图7(a)所示。然后，通过将组合正电压脉冲的上升沿和下降沿分别对准负电压脉冲的下降沿和上升沿来消除CMV，其中一个组合正电压脉冲的上升沿和下降沿对准两个不同的负电压脉冲的下降沿和上升沿;同样，一个负电压脉冲的上升沿和下降沿与两个不同组合的正电压脉冲的下降沿和上升沿对齐，如图7(b)所示。负的Vomid1和正的Vomid2的脉冲对准方案与正的Vomid1和负的Vomid2的脉冲对准方案相似。
通过分析，当Vomid1和Vomid2极性相同时，有36种比对方案，当Vomid1和Vomid2极性不同时，有48种比对方案。因此，根据Vomid1和Vomid2的极性，总共有168种排列方案。如果在每个控制周期中计算和比较各个对准方案，分析和计算将很复杂。事实上，大多数方案在改变PWM脉冲时都可能会引起某些脉冲边缘超过开关周期。因此，找到了一种有效的方案，通过将这些脉冲放置在一定的范围内来避免这种情况，该范围由最宽的脉冲决定。即以最宽的脉冲作为基准，保持在开关周期的中心，然后在最宽的脉冲范围内移动其他脉冲。下面给出两个示例，进一步描述在Vomid1和Vomid2相同或不同极性下消除CMV的具体PWM脉冲对准方案，结果如图8所示。
当Vomid1和Vomid2极性相同时，对应的最优对准方案如图8(a)所示。
当一个周期内Vpmax的占空比最大时，对齐方案与上述方案类似，只是交换了下标p和下标n。
当Vomid1和Vomid2极性不同时，对应的最优对准方案如图8(b)所示。
可以发现，采用本文提出的对准方案后，整流CMV的换相与逆变CMV的换相一致，背靠背三电平NPC变换器的CMV从2E/3消除到零，如图8所示。图9给出了背对背三电平NPC转换器的CMV消除方案流程图。因此，采用所提出的PWM脉冲对准方法后，可以在每个周期内将CMV消除为零。
所提出的CMV消除方案能够正常的使用具有两个比较值的锯齿载波代替三角形载波来实现，如图10所示，它可以自由移动PWM脉冲的位置。
NPP平衡是背靠背三电平NPC变换器安全稳定运行的另一个重要问题。然而，通过PWM脉冲对准方法没办法实现NPP平衡。ZSV注入法通常用于控制NPP平衡，但常规ZSV注入法会使CMV振幅增大。根据A部分的分析，消除CMV的前提是相电压组中电压级E的宽度和等于一个电压级−E的宽度和。因此，为了解耦CMV消除和NPP平衡，整流侧和逆变侧同时注入相同的ZSV：uz，保证不影响CMV的消除：
其中，usx′为注入ZSV后的参考相电压，取值范围为-1~1。则ZSV注入后各占空比之和为：
由公式(5)可以很容易地推断出，在每个载波周期内，Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2的E级和-E级占空比之和也将为零，这并不影响上述CMV消除方法。
然而，ZSV有许多值；有必要找到最优的ZSV注入策略。NPP平衡控制的步骤总结如下，如图11所示。
补偿NP电流定义为iNP，它与注入的ZSV：uz、原始参考电压、实际输入输出相电流有关，如下所示：
将(9)中的uz与(8)中的可注射ZSV范围作比较，并丢弃超出范围的ZSV。
搭建1.5kw背靠背三电平NPC变换器平台，进一步验证理论分析的正确性，如图12所示。实验参数与仿线所示。平台主电路包括整流器、逆变器、三相电感器和三相电阻负载。控制电路由采用TMS320F28379D的控制板和AlteraMAX 10FPGA工具包、整流器和逆变器的两个采样板、开关和指示灯组成。在这里，DSP大多数都用在执行控制算法，并通过EPWM模块产生12路PWM信号。利用FPGA将12路PWM信号扩展为24路互补信号，并保留必要的死区时间。
图13和图14分别为逆变侧调制指数m2=0.8和m2=0.2条件下消除CMV前后的CMV波形实验结果。整流侧调制指数m1=0.94。由图13和图14能够准确的看出，消除前的CMV幅值约为80V，为直流电压的三分之一。消除后，整流侧CMV几乎与逆变侧相同，除了由于开关特性和死区时间引起的一些电压尖峰外，CMV几乎等于零。虽然电压尖峰很难完全消除，但均方根值非常小，接近噪声干扰。用示波器测量了CMV的均方根值。采用CMV消除法后，m2=0.8时，CMV由37.05V降至5.61V，m2=0.2时，CMV由36.71V降至4.2V。因此，电磁干扰噪声，泄漏电流，或电机轴承电流仍旧能大大降低。作为对比，在相同参数下，对基于ZSV注入的CMV还原办法来进行了测试，CMV还原后的RMS值为29.12V。因此，本文提出的CMV消除方法具有更加好的CMV性能和更低的共模能量。
图15为不同控制模式下NPP平衡和CMV消除方法的动态过程。图15(a)和(b)在0-t1没有CMV和NPP平衡控制，CMV振幅约为80V。为了突出所提出的NPP平衡方法的控制效果，上下电容并联两个不同的电阻器，因此上下电容电压分别高于和低于参考值120V。然后，在图15(a)的t1-t2处加入CMV消除控制，能够正常的看到CMV被消除为零，上下电容电压仍然不平衡。在图15(b)中，在t1-t2分别实现NPP平衡控制，这对于两个电容电压的平衡是有效的，但CMV幅值仍然是80V。在t2-t3的第三个时间段，将提出的CMV消除方案与NPP平衡方法一起进行，能够正常的看到图15(a)中两个电容电压达到平衡，图15(b)中的CMV被消除。上述分析表明，所提出的CMV消除方案和NPP平衡方法是解耦的，可以单独或同时实施，互不影响。
图15 当m2=0.8时，不同控制方式下的上下电容电压和CMV实验结果。(a)模式一。(b)模式二。
为了验证NPP在低基频下的平衡性能，在逆变侧频率f2=5Hz下进行了实验，并对NPP的结果进行了验证，实验结果如图16所示。从图16能够准确的看出，基频较低时电压波动较大。而NPP平衡控制后，上下电容器的电压差减小，说明NPP平衡方法在低频条件下也是有效的。
图17给出了不同控制方式下整流侧和逆变侧的线路电压THDs，包括常规的不加CMV的PODPWM方法和NPP操控方法，本文提出的基于PODPWM的方法和基于PDPWM的ZSV注入方法。从比较中能够准确的看出，PODPWM的THD要高于PDPWM，这是我们为了获得更好的CMV性能而必须付出的代价。但谐波分量大多分布在在载波频率和多载波频率上；对电机负载影响小，易于过滤。另外，随着调制指数m2的增大，使用PODPWM的逆变侧的THD与使用PDPWM的THD越来越接近。因此，在较高的调制指数下，该方法具有更加好的THD性能。对于整流侧，由于调制指数m1总是很高，所以在不同的m2值下，不同方法下的THDs就没有变化，并且彼此接近。此外，与传统PODPWM的THD相比，该方法的THD差异不大。这是因为本文提出的PWM脉冲对准方案通过选择中间最宽的脉冲，并在此基础上移动其他脉冲，避免了过多的相移。
针对背对背三电平NPC变换器，提出了一种具有NPP平衡能力的基于载波的CMV消除方法。通过将相位电压组中正电压脉冲的边缘与负电压脉冲的边缘对准，在载流子周期内整流器和逆变器侧相位电压的正、负脉冲重新排布，消除CMV。为了获得ZSV的自由度来平衡NPP，将差值而不是整流侧或逆变侧各自的CMV消除为零。提出了一种广义的三电平脉冲对准方案，该方案采用具有两个比较值的锯齿载波实现，易于实现。
为了平衡NPP，计算了几个关键的ZSVs，这些ZSVs使六个相位参考电压中的一个在载波周期内为整数。选择最有利于NPP平衡的ZSV作为最优ZSV，同时注入整流侧和逆变侧，保证不影响CMV的消除。仿真和实验结果验证了该方法的有效性。
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